Последние достижения в области измерения напряжения составных батарей

Простое решение не очень простой проблемы
Jim Williams & Mark Thoren

Автомобили, самолёты, морские суда, источники бесперебойного питания и аппаратура связи являют собой области использования батарей, которые могут содержать множество последовательно соединённых элементов и достигать напряжения сотен вольт. В подобных системах часто бывает желательно выяснить точное значение напряжения отдельно взятого элемента. Такие измерения в условиях высоких "синфазных" напряжений, наличествующих в батарейных сборках, заметно сложнее, чем это можно предположить.

Проблема составных батарей

"Проблема составных батарей" существует долгое время. Их обманчиво простое устройство скрывает весьма сложную проблему, для решения которой было испробовано множество более-менее удачных подходов (*1).

На рисунке 1 вольтметр измеряет напряжение одноэлементной батареи. Ясно, что использованое подключение работает, так как в цепи нет иных напряжений, кроме измеряемого, и только его видит подключённый к общему проводу вольтметр.

Рисунок 1. Измерение напряжения на одном элементе питания относительно общего провода не подвержено воздействию синфазного напряжения, за отсутствием такового

"Сборка" последовательно соединённых элементов на рисунке 2 сложнее и выявляет некоторые проблемы. Вольтметр необходимо переключать между отдельными элементами для измерения напряжения на них. Кроме того, собираемый обычно из низковольтных компонентов вольтметр должен выдержать входное напряжение, отсчитываемое от общего провода. В больших батареях таких, как в электромобилях, "синфазное" напряжение может достигать сотен вольт. Столь высокие значения напряжения выходят за пределы напряжений пробоя большинства полупроводниковых компонентов, используемых для точных измерений в особенности. У переключателей те же проблемы. Применение полупроводниковых ключей затрудняется ограничениями по напряжению пробоя и токам утечек. Нужен работающий метод замера напряжения на конкретном элементе батареи, отсекающий синфазный потенциал. Предлагаемый метод не может расходовать ток батареи и должен иметь простую и недорогую реализацию.

Рисунок 2. По мере продвижения вверх по батарее при измерении напряжения отдельного элемента на вольтметр и ключи со схемами управления действует всё большее синфазное напряжение

Стробирующий вольтметр на основе трансформатора

Представленная на рисунке 3 схема учитывает перечисленные проблемы. Напряжение на элементе (V_BATTERY) измеряется подачей импульса на трансформатор T1 и фиксацией уровня ограничения на первичной обмотке в установившемся режиме. Напряжение ограничения, шунтирующее вторичную обмотку T1, определяется суммой падения напряжения на диоде и величины V_BATTERY. Диод и небольшая погрешность, вносимая трансформатором составляют прогнозируемую ошибку и могут быть исключены позднее, оставляя в результате V_BATTERY.

Рисунок 3. Стробирующему вольтметру на основе трансформатора синфазное напряжение работать не мешает. Генератор импульсов подаёт перепад на трансформатор T1. Задержанный импульс запускает вольтметр, который измеряет напряжение ограничения T1. Постоянные погрешности корректируются следующим каскадом

Подробное описание работы схемы

Рисунок 4. Схема стробирующего вольтметра на основе трансформатора, полностью соответствующая концепту с рисунка 3. Схема вычитания ошибки включает транзистор Q3, который компенсирует Q1, и резисторы подстройки усиления, корректирующие ошибку напряжения ограничения трансформатора T1. Транзисторы Q1-Q3 используются вместо диодов для более точного согласования VBE. Транзистор Q2 защищает ключ S1 от отрицательных выбросов на трансформаторе T1

На рисунке 4 представлен подробный вариант схемы стробирующего вольтметра. Он почти полностью соответствует концепту с рисунка 3. Незначительные различия будут объяснены в конце секции. Генератор выдаёт импульсы шириной 10µs. с частотой 1 kHz (луч A на рисунке 5). Выход генератора с низким внутренним сопротивлением "раскачивает" через резистор номиналом 10kΩ трансформатор T1 и запускает формирователь задержанного импульса.

На первичной обмотке T1 (луч B) возникает перепад до уровня равного сумме V_DIODE, V_BATTERY и небольшой постоянной ошибки, вносимой трансформатором, - уровня ограничения первичной обмотки T1. Через некоторое время (луч C), определяемое формирователем, задержанный импульс (луч D) закрывает ключ S1, позволяя конденсатору C1 зарядиться до уровня ограничения трансформатора T1. После прохождения нескольких импульсов можно считать конденсатор C1 заряженным до напряжения ограничения первичной обмотки T1. Буферный усилитель A1 изолирует потенциал конденсатора C1 от входа дифференциального усилителя A2. A2 работает с близким к единице коэффициентом усиления и вычитает падение напряжения на диоде и ошибку трансформатора, выдавая на выход величину напряжения на батарее V_BATTERY.

Рисунок 5. Временные диаграммы в различных точках схемы с рисунка 4: вход генератора импульсов (луч A), первичная обмотка T1 (луч B), выход /Q2 74HC123 - формирователя задержки (луч C) и вход управления ключа S1 (луч D). Благодаря задержке измерение происходит в момент установления на трансформаторе T1 состояния ограничения

Зависимость характеристик трансформатора от температуры и диапазона измеряемых напряжений прямо влияет на точность измерений. В хорошо спроектированном трансформаторе форма импульса будет близка к показанной на рисунке 6. Уровень ограничения для первичной (луч A) и вторичной (луч B) обмоток T1 представлен с сильным увеличением по вертикали. Спад вершины импульса составляет единицы милливольт. Источником искажений формы в центре осциллограммы является наводка от управляющего сигнала ключа S1. Хорошая согласованность сигналов на трансформаторе - залог хороших характеристик схемы. Точность при 25°C и дрейфе 120ppm/°C составляет 0.05% в диапазоне напряжений на батарее 0V..2V, ухудшаясь до 0.25% при напряжении V_BATTERY равном 3V (*2).

Рисунок 6. Подробности процесса ограничения на первичной (луч A) и вторичной (луч B) обмотках T1. Большой коэффициент усиления по вертикали позволяет увидеть, что неравномерность напряжения ограничения находится в пределах единиц милливольт. Искажения в центре диаграммы обусловлены наводками от цепи затвора ключа S1

Некоторые детали поясняют работу схемы. Напряжение V_BE транзистора в диодном включении имеет лучшую, чем у диода, начальную точность и температурную зависимость. Конденсатор номиналом 10µF рядом с транзистором Q1 поддерживает низкое входное сопротивление батареи на частоте измерения, уменьшая колебание напряжения на элементе в момент измерения. Наконец, синхронно переключаемый транзистор Q2 предохраняет ключ S1 от вредного воздействия отрицательного выброса с трансформатора T1.

Преимуществом предложенного подхода является отсутствие воздействия высокого напряжения на схему, так как трансформатор T1 гальванически изолирует синфазный потенциал батареи V_BATTERY. Это позволяет применять обычную низковольтную схемотехнику и низковольтные же компоненты.

Многоэлементная версия

Метод измерения с использованием трансформатора, естественно, приложим и к решению описанных ранее проблем составных батарей. На рисунке 7 представлена схемная концепция многоэлементного варианта измерителя. Каждый канал контролирует один элемент батареи. Любой канал можно измерить, активировав его линию управления, которая включает МОП-ключ и разрешает, тем самым, нужный трансформатор. Все необходимые для каждого отдельного канала компоненты ограничиваются трансформатором, транзистором в диодном включении и МОП-ключом.

Рисунок 7. Увеличение количества каналов решается добавлением линий разрешения и транзисторных ключей

Автоматическое управление и калибровка

Предложенная конфигурация подходит для цифровой калибровки. Схема, представленная на рисунке 8, использует микроконтроллер PIC16F876A для снятия показаний с аналого-цифрового преобразователя LTC1867, управления генератором импульсов и выбора канала. Как и прежде, трансформаторная гальваническая изоляция позволяет компонентам в цепи сигнала (измеряющей цепи) работать при низких напряжениях, при том даже, что напряжение на батарее может достигать сотен вольт.

Рисунок 8a. Генератор импульсов, каналы калибровки и каналы измерения. Каналы калибровки позволяют отказаться от согласования напряжений VBE и схемной компенсации температурных погрешностей

Дополнительным плюсом, по сравнению со схемой на рисунке 4, является упразднение необходимости подбора потенциала V_BE. При тестировании процессорная плата, находящаяся при комнатной температуре, подключается всеми входными клеммами к известным напряжениям. Считанные с каждого канала данные содержат всю необходимую информацию для вычисления начального напряжения V_BE и коэффициента передачи. Эти сведения сохраняются в энергонезависимой памяти, что позволяет проводить единственную калибровку, одновременно убирающую ошибки от разницы напряжений V_BE и разброса коэффициентов передачи.

Шестой и седьмой каналы подключены к источникам 0V и 1.25V, представляющим характеристические напряжения для элементов батареи. Их значения при комнатной температуре также сохраняются в энергонезависимой памяти. Изменяющиеся под воздействием температуры отсчёты этих источников используются для вычисления сдвига и коэффициента передачи показаний шести других каналов измерения. Результаты калибровки сохраняют актуальность при колебаниях температуры, так как изменение напряжения V_BE от температуры, равное –2mV/°C, почти одинаково для всех каналов. Аналогичное утверждение справедливо и для изменения коэффициентов передачи.

Вследствии того, что смещение и коэффициент передачи схемы постоянно проверяются, изменение смещения и усиления АЦП LTC1867 не влияет на вычисления (так как присутствует и в каналах с заведомо известным напряжением). Общая точность определяется точностью измерения только двух точек: 0V, получаемого закорачиванием между собой входов шестого канала, и опорного напряжения 1.25V, формируемого микросхемой LT1790-1.25. LTC1867 масштабирует уровень 2.5V внутреннего опорного источника до величины 4.096V на выводе REFCOMP, который устанавливает полную шкалу АЦП (4.096V для однополярного или ±2.048V для биполярного режима). Таким образом, абсолютная максимальная величина измеряемого напряжения равна 3.396V (4.096V - 0.7V). Благодаря положительному смещению измеряемой величины на 0.7V, нет опасности получить защёлкивание выхода АЦП на нулевых отсчётах (нулевые отсчёты получаются, если в конкретном экземпляре АЦП смещение отрицательно, а входное напряжение положительно и не превышает по величине модуль смещения).

Точность управляемой процессором схемы при температуре 25°C составляет 1mV в диапазоне входных напряжений 0V..2V. Дрейф уменьшается до менее чем 50ppm/°C — почти в три раза лучше, чем у варианта на рисунке 4.

Рисунок 8b. Микроконтроллер и схема сброса

Рисунок 8c. Интерфейс USB

Описание внутреннего программного обеспечения

Полные исходные тексты внутреннего программного обеспечения приведены в приложении C. Код устройства проектировался, как исходный вариант для реальных изделий. Данные передаются в PC через интерфейсную микросхему FTDI FT245B. В компьютере установлен драйвер виртуального COM порта, что позволяет управлять устройством через любую терминальную программу. Данные со всех каналов постоянно выводятся на экран, а управление производится простыми текстовыми командами.

Прерывание от таймера возникает 1000 раз в секунду. Его обработчик управляет генератором импульсов и АЦП, сохраняет результаты измерений в буфере, из которого они могут быть считаны в любое время. Таким образом, для основной программы, считывающей данные, наибольшее временное расхождение с текущим состоянием составляет 1ms.

В код включены процедуры автоматической калибровки. Две функции сохраняют нулевое и максимальное значения для всех каналов, включая образцовые напряжения каналов 6 и 7 в энергонезависимой памяти. Эти данные, в свою очередь, используются для отстройки коэффициента передачи и ошибок смещения, а также температурных погрешностей. Полностью процедура заключается в подключении ко всем входам нулевого напряжения и подаче команды на сохранение нулевого калибровочного значения, подключении ко всем входам напряжения полной шкалы - 1.25V и вызове команды сохранения максимального колибровочного значения. Отметим, что данная процедура не сложнее, чем минимальная проверка функционирования, долженствующая быть частью процесса производства. Источником напряжения 1.25V может быть лабораторный источник образцового напряжения или отобранные микросхемы LT1790-1.25, сохраняемые в стабильных температурных условиях.

В отладочный набор включён цифровой фильтр - exponential IIR (infinite impulse response) с коэффициентом 0.1, который уменьшает уровень шума √10 раз.

Подробности процедуры измерений

Чтобы получить данные с какого-либо канала, процессор должен подать измеряющий сигнал на трансформатор, подождать установления измеряемой величины, считать данные с АЦП, после чего снять измеряющий сигнал с трансформатора. Данная последовательность действий выполняется в обработчике прерывания, вызываемом раз в 1ms. Исходные тексты программы можно найти в приложении C. На рисунке 9 показаны цифровые сигналы, измеряющий импульс и ограничение напряжения на входе АЦП, которые сопровождаются кодом программы, вызывающим эти изменения (*3).

Рисунок 9. Временная диаграмма генератора импульсов и АЦП

Отдельные каналы разрешаются установкой в единицу конкретных разрядов 8-битного регистра 74HC574.

Отметим, что измеряющий импульс подаётся после того, как 8-битовое значение считано из LTC1867. Это наиболее удобный момент, так как АЦП не занято преобразованием и данные в выходном регистре не меняются. В зависимости от особенностей конкретного процессора, измеряющий импульс может прикладываться до считывания данных, в процессе считывания или по завершении чтения, но обязательно до запуска преобразования. В том случае, когда скорость чтения последовательных данных очень низкая, например, 1MHz, активизация измерительного импульса до начала чтения приведёт к его расширению до 16µs - это слишком долго. Единственным условием является требование удержания напряжения на входе АЦП достаточно долго, чтобы оно установилось надлежащим образом, при ограничении общей длительности измеряющего импульса. На рисунке 10 показаны те же сигналы на фоне полной временной диаграммы обработчика прирывания. Подобные сигналы присутствуют на других трансформаторах и входах LTC1867.

Рисунок 10. Обработчик прерывания измеряет восемь каналов

Увеличение количества каналов

Добавить в устройство дополнительные каналы можно многими способами. 64 канала управления в схеме на рисунке 11 распределяются в 8 банков по 8 каналов с помощью адресного дешифратора 74HC138. Каждый банк подключен к одному каналу LTC1867. Коммутация входных сигналов производится аналоговым мультиплексором 8:1 74HC4051. Подключение одного мультиплексора к каждому входу преобразователя даёт в итоге 64 измерительных канала. LTC1867 хорошо подходит для приложений с большим количеством каналов измерения, так как в отличие от одноканальных АЦП позволяет разбить "дерево" мультиплексоров на несколько "кустов", что позволяет уменьшить общую ёмкость каждого канала. За последнюю стадию коммутации отвечает сам LTC1867. Максимальная частота опроса АЦП 200 тысяч измерений в секунду позволяет измерять до 200 каналов с определяемой параметрами трансформатора частотой 1000 измерений в секунду. Батареек получается довольно много.

Рисунок 11. 64-канальный вариант